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电流反馈运算放大器的原理及应用
北京航空航天大学1—12信箱(100083)
郭荣祥 郭吉祥
北京市英赛尔器件集团(100044)高 工
摘 要：
介绍了电流反馈运算放大器(CFA)的原理、特性、应用考虑及典型器件。
关键词： 电流反馈运算放大器(CFA) 电压反馈运算放大器(VFA)
1 概述
世纪之交，随着通信和多媒体技术的迅猛发展，对高速集成电路的要求不断提高。用电流模技术制造的电流反馈运算放大器(CFA)应运而生，以其独特的性能，赢得了电子工程师们的极大关注。CFA与传统的电压反馈运算放大器(VFA)相比具有许多优点，最主要的特点是CFA的输入级抛弃了差动电路，而采用互补跟随电路，提高了输入级转换速率；CFA的闭环带宽与增益无关，不存在增益带宽积的限制。除了结构设计考虑之外，制造工艺的改进也是十分重要的。目前高速CFA和VFA一般都采用流行的互补双极型(CB)工艺。近年来美国ADI公司推出了最新专利技术——介质隔离超高速互补双极型(XFCB)工艺，促使CFA器件和应用发展到一个新阶段。XFCB与CB工艺相比，器件速度更快，是CB工艺的5倍，供电电源低，仅要求±
6V。功率为CB工艺的1/8，高集成度、小尺寸使XFCB工艺生产的芯片成本与CB工艺相当。用XFCB工艺生产的CFA(AD8009)转换速率(SR)达到4500V/μs，-3dB单位增益带宽(fu)最小为1000MHz，而用XFCB生产的VFA(AD9632)SR为1200V/μs，-3dB单位增带宽为250MHz，可见
用XFCB工艺制造的CFA可以获得比VFA高得多的性能。对转换速率、大信号带宽要求较高的场合，通常用CFA代替VFA。
2 CFA的工作原理及特性
CFA的工作原理图如图1所示，同相输入端具有很高的输入阻抗，其输入信号通过互补射极
跟随器Q1和Q2，直接缓冲输出到反相输入端。由于发射极电阻很小，所以反相输入端阻抗很低(一般为10～100Ω)。
图1 CFA的工作原理图
Q1与Q2的集电极驱动电流镜Q3和Q4，该电流镜把反相输入的电流传输给高阻节点T(s)，该
高阻节点特性用RT和CP表示。假设给CFA同相输入端加一个阶跃信号，Q1立即把相应的电流输出供给外部反馈电阻，产生一个误差电流I，Q3同时把I加到高阻节点上。高阻节点电压等于电流I乘以等效阻抗RT‖ZC。可见CFA的开环增益T(s)是一个阻抗，而不是VFA中无量纲的开环电压增益A(s)，所以CFA也可称为互阻放大器。因为误差电流I不受输入极偏置电流限制，所以理想CFA的SR不受限制，可以非常高。电流镜从电源上取得电流，供给高阻节点。负反馈环路迫使输出达到某个电压值，该电压值使反相输入的误差电流为0。CFA的等效模型和相应的波特图如图2所示。
输入缓冲单元的输出阻抗为RO，输入误差电流为I，运用负反馈原理列出节点方程，可
求得：
V OUT V IN =1+R2/R11+jωCPR2(1+R0/R1+R0/R2)
在闭环-3dB带宽f CL 处满足下式：
2πf CL CPR2(1+RO/R1+RO/R2)=1当ROR1，ROR2时，由上式可得：
f CL =1/2πCPR2
图2 CFA的等效模型和波特图
上式表明CFA由内部极点电容CP和外部反馈电阻R2决定，而与增益设置电阻R1无关。由于f
CL 与R2成反比，所以制造商常把CFA的R2优化成某个特定值。R2大于此值，带宽会降低；R2小于此值，CFA会由于高频寄生极点而产生振荡，工作不稳定。
从上面工作原理可以归纳出CFA的基本特性：
(1)由于CFA的转换速率不受限制，所以在同样的制造工艺，同样的静态电源电流条件下，CFA能比VFA获得更高的全功率带宽(FPBW)，CFA的全功率带宽和小信号带宽近似相等。
(2)由于CFA的反相输入电阻非常小，所以它对反相输入端杂散电容的敏感程度比VFA小很多。把CFA接成反相工作方式(如I/V转换器)会很有利。
(3)CFA的闭环带宽由内部极点电容和外部反馈电阻决定，与增益电阻无关。而VFA具有恒定
的增益带宽积，增益增加，带宽下降。CFA带宽与增益无关的特性使它特别适用于可编程增
益应用场合。
3 CFA的影响因素
31 反馈电容的影响
在讨论反馈电容的影响之前，首先介绍噪声增益(NG)的概念，因为应用NG可在波特图上分
析系统稳定性。对VFA，NG是运放输出噪声电压与输入端噪声电压之比。直流NG可用来反映
输入失调电压(及其它输入误差)对输出的影响。无论同相放大器还是反相放大器，噪声增益
都为1+R2/R1，而信号增益则不同。对CFA，NG为输出噪声电压与反相输入端的噪声电流之比，用互阻表示。根据CFA等效模型可以推出CFA的电流噪声增益CNG=R0+Z2(1+R0/Z1)。
NG在波特图上是频率的函数，如果反馈是纯电阻，那么NG是常数。如果反馈环路中有电抗，
那么NG会随频率而改变。在对数坐标的波特图上零点频率fZ和极点频率fP决定NG的转折频率。NG与开环增益的交点，不仅可确定闭环带宽，而且可用来分析稳定性。在NG与开环增益交点处，开环响应的斜率小于40dB/十倍频，环路才能稳定。图3用NG分析比较了VFA和CFA带一个反馈电容时电路的稳定性。
图3 反馈电容的影响
从图3(b)中可以看出，单电容反馈的VFA，NG交点处的斜率是20dB/十倍频，这表明电路稳
定。而在图3(c)中，低频时CFA的CNG是R2(假定R0Z1，Z2)，R2、C2确定第一个极点，随着频率增高，C2短路，反相端全部电流流过RO。CFA通常选用推荐值R2作反馈电阻，闭环带宽f
CL 由R2确定，附加极点频率fA比f CL 高，所以CFA的CNG与T(s)交点处的斜率为40dB/十倍频，这表明电路不稳定，可能产生振荡。基于上述原因，CFA不适用于有反馈电容的电路，如有源积分器、有源低通滤波器等。Sallen-Key有源滤波器除外，因为此电路中，CFA的反馈网络没有电容。VFA在这方面则比CFA灵活得多，用VFA可以构成多反馈的低通滤波器。
32 输入电容的影响
在高速光电二极管前置放大器和电流输出DAC缓冲器应用中，常用高速VFA或CFA构成电流
电压(I/V)转换器，如图4所示。对VFA，输入电容C1在NG传递函数上形成频率为fZ=1/2πR2C1的零点，若无补偿，将引起电路不稳定，需加入反馈电容C2=C1/2πR2fu补偿。
图4 输入电容的影响
对CFA，反相输入端阻抗RO很低，大大降低了运放对输入电容的敏感性。C1产生fZ=1/2π(RO‖R2)C1≈1/2πROC1，比VFA的fZ高很多。如果这个fZ在闭环带宽之外，完全可以不加任何补偿。若要补偿可加入反馈电容C2=RO/R2·C1/2πR2f
CL 实际应用中，若DAC满量程电流为4mA，输入电容C1=20pF，反馈电阻R2=500Ω，对fu=200MHz的VFA，C1产生fZ=1/2πR2C1=16MHz，要获得45°相位裕度，需加C2=56pF电容补偿，信号带宽为57MHz。但对f
CL =200MHz，RO=50Ω的CFA来说，C1产生的零点频率fZ=1/2πROC1=160MHz，仅要求18pF的补偿电容，信号带宽为176MHz。实际上，该零点很靠近CFA闭环带宽，可以不用补偿。
应当注意，CFA只有作为反向放大器使用时，才对反向输入电容不敏感。在同相放大时，几
皮法的杂散电容都会引起增益尖峰和不稳定。另外，CFA用作高速电流输出DAC的I/V转换器时，反相输入阻抗低，加快了DAC电流切换。两输入端间无需二极管限幅，提高了I/V转换的建立时间。然而VFA则不行，由于其输入阻抗高，易产生尖峰电压，需在两输入间加稳压二极管限制瞬间大电压。
33 噪声的影响
运放噪声有两部分：低频噪声和中、高频处的白噪声。低频噪声又称1/f噪声。在高速运放应用中，通常关心的是总输出噪声有效值。因为频带很宽，白噪声是输出噪声(有效值)的主要因素，1/f噪声可忽略。
对VFA，同相和反相输入端电流噪声一般相等，几乎不相关，宽带VFA电流噪声典型值为05
～5pA/Hz，电压噪声典型值为2～20nV/Hz。对CFA，两个输入端由于结构上的原因电流噪声不相同。在大数情况下，电流噪声用两者较大的一个表示。CFA输入端电流噪声典型值为5～40pA/Hz，输入电压噪声为1～5nV/Hz。运放在高增益时，电压噪声起主要作用。
4 CFA的应用及典型器件
41 CFA应用考虑
CFA建立时间快，频带宽，失真小，噪声低，输出电流大，直流特性好，能在低电源电压下工作，可满足便携式通信设备低功耗、宽频带的要求。它广泛用作高频增益单元、电缆驱
动器、高速ADC前置放大器、高速DAC缓冲器、IV转换器等。但在应用CFA时，还应考虑以下几个问题：
(1)CFA反相输入端电阻不为0，会引起增益误差。一般情况下，假设互阻抗为1MΩ，反馈电
阻为1kΩ，RO为40Ω，这时单位增益会有01%的误差。增益越高，增益误差越大。所以C
FA很少用于高增益场合，尤其是当要求增益绝对准确时，更是如此。
(2)CFA可以用来构成四电阻差分放大器，但同相输入端要接一个小电阻(100～200Ω)以减少时间常数的失配。
(3)容性负载对CFA会产生与VFA一样的问题，使反馈误差信号相移增加，相位裕量变坏，导
致不稳定。处理容性负载公认的方法是在运放输出与负载电容之间串接一个电阻，运放不直
接驱动电容负载。
(4)CFA电源引脚须用引线短的电容接到大面积的地线层退耦。一般用低电感的陶瓷表面封装
电容(001μF～01μF)进行高频退耦，低频噪声用低电感钽电容(1～10μF)退耦。
42 CFA典型器件
为了便于读者选择CFA器件，现将英赛尔器件集团现货供应ADI公司的主要CFA型号列在表1。
表1 ADI公司主要CFA型号
型 号-3dB带宽MHz最小转换速率V/μ
s010%建立时间ns
AD80091000450010
AD8011340350025
AD811
140250050
AD9618130180010
AD8015
18015003，达3%
AD9617
145140010
AD844
601200100
AD810
55100050
AD8001
65096010
AD8468045080
AD81275140040
AD8002600120012
AD8137515040
AD815
10090070
AD811
140250050
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参考文献
1 Walt Kester，High Speed Design Techniques,Aualog Devices Inc.，1996
2 Erik Barnes，电流反馈运算放大器，《模拟器件天地》，第1期，1998
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